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多通道数据采集系统

归档日期:04-24       文本归类:多端口存储器      文章编辑:爱尚语录

  工业测量系统常常必须对来自多个信号源的信号进行数字化处理,可采用几种方式来实现这种处理。在图1a中,模拟多路复用器(MUX0>

  工业测量系统常常必须对来自多个信号源的信号进行数字化处理,可采用几种方式来实现这种处理。在图1a中,模拟多路复用器(MUX0将输出信号馈送给信号调节放大器,信号调节放大器将输出信号馈送给模数转换器(ADC)。目前普遍采用集成了多路复用器和ADC的IC,但也可以购买分离的元件。

  图1a描述的这种方法采用输出并行数据的快速ADC时的工作效果很好。图1b给出了一种备选方案,在这个示例中,数字MUX选择多个串行输出ADC,该方法的优势是能在传感器端进行模数转换。通常情况下,DSP的选型和DSP的输入格式决定了采用哪种方法。

  在以上任何一种方案中,微控制器通常都会控制MUX。微控制器将按次序采集每个经过数字化的信号并对其进行处理,或者将数据存储在分配给提供该数据的通道的存储器中。

  采用一个集成了MUX的芯片来设计多路数据采集系统是最佳选择,因为芯片设计工程师解决了系统设计工程师可能面临的很多设计问题。

  如果采用分离的多路复用器,设计工程师则应该了解数据表中列出的一些特性参数。图2是用于单端信号的独立八输入多路复用器的结构框图,该器件的数据表列出了稳定时间和开关时间的特性参数。

  多路复用器的CMOS FET开关的栅-源极电容和栅-漏极电容,以及源极和负载的RC时间常数都会影响稳定时间。设计工程师必须考虑这么一个事实:当负载和源极的电容增加时,源极和负载端的开关瞬态振幅将降低。

  减小开关瞬态振幅的一种折衷方法是增加稳定时间。图3给出的多路复用器数据表列出了源极阻抗对稳定时间的影响。

  稳定时间是MUX数据表中另外一个重要特性参数,它是新的数字代码被施加到通道地址输入端之后,CMOS FET导通所需要的时间。在通道之间的信号电平有10V变化的情况下,通过测量从地址输入信号的50%到输出端模拟信号的90%之间的时间,可得到稳定时间。

  为了理解如何设计一个多通道数据采集系统,这里考虑一个用于病人监视器的子系统(图4),然后针对培训课程进行开发,整个设计过程非常具有指导意义。

  这种系统的模拟输入来自监视体温的热敏电阻、称重传感器(测量体重的应变计)、测量心率的光电传感器,以及用于语音输入的麦克风。外部器件包括一个DSP和一个数模转换器,但本例重点在信号链路和ADC上。

  系统规格要求最高称重量为100kg,精度为1kg,分辨率为12位。由于这种信号改变较慢,所以最大带宽仅需为10Hz。

  经过选择的温度传感器可以测量23℃~43℃范围内的体温,分辨率为0.01℃,但精确度只有2℃。监视心率的光学传感器必须具备每分钟感应60~120次心跳的能力,因此所需带宽仅为1~2Hz。但由于它是一个光学传感器,所以必须抑制来自室内照明的干扰。为简单起见,假设使用这种产品的地区的电源线Hz。麦克风通道必须能够传输300~4,000Hz的音频信号。

  四个通道的模拟信号带宽要求总结如下:体重和体温通道需要0.1~10Hz的带宽,心率通道需要10Hz的带宽,音频通道则需要4kHz的带宽。根据这些系统要求可得到更加详细的系统框图 。图5是具有增益模块、滤波器和其它元件的系统框图。

  从时序角度看,为抑制来自室内照明的干扰,心脏监视器的采样速率应为60Hz的n倍,其中n为整数,这意味着采样时间等于16.667s/n。在本例中,n等于155时,采样速率为9.3ksps。系统设计工程师必须考虑这个采样速率对于其它通道是否可行。

  语音通道要求带宽为4kHz,因此Nyquist判据要求最低采样速率为ksps。因此,只要抗混叠滤波器具有足够高的截止频率,9.3ksamples/s的采样速率就可以了。(在本培训课程的例子中采用了二阶Butterworth低通滤波器,其衰减特性为-12dB/倍频程,这对语音质量的音频信号来说已足够。)

  称重传感器和体温传感器仅需要10ksps的采样速率。过采样可以提高分辨率,例如,以2.56ksps进行采样(系数为44)可以有效地将分辨率增加到原来的4倍,因此这个采样速率对称重传感器而言是有效的。这种分析基于连续逼近寄存器(SAR)转换器,它允许每个通道均以9.3ksps的速率进行采样。这样,系统对采样速率的要求就会提高到原来的4倍,即37.2ksps(图6)。

  也可以采用带四个差分输入的-转换器,但它并不是对所有通道都采用相同的时序,而是有必要降低体温和称重传感器通道的采样速率,从而给音频和心率通道留出足够的采样速率。

  采用- ADC有几个优势,比如,过采样以及随之降低的抗混叠要求可能消除SAR转换器所需要的抗混叠滤波功能。另外,由于转换器可以提供24位的分辨率,而系统仅使用4,096个左右的代码,所以-转换器完全不需要在转换器前面加设增益级。具有-转换器的设计可减少前端RC低通滤波器的抗混叠滤波器,并且称重传感器、热敏电阻和麦克风也不再需要增益元件。

  时序建立好之后,下一步就是选择合适的ADC。为了使转换器的精度达到12位,无论转换器采用什么样的架构,每个通道的信噪比+失真(SINAD)性能都必须至少为70dB,这是因为有效位数=(SINAD+1.76)/6.02。

  积分非线LSB,以便为所有四个通道提供信号。为了使用于培训课程的设计具有成本效益,选择具有较宽满量程输入范围(0~4.096V)的器件。

  无论最终设计采用内置多路复用器的ADC,还是采用4个独立的ADC通道,精确的基准电压对ADC和传感器的供电来说都是必需的。在许多案例中,这可能意味着系统需要分离的电压基准(图8)。

  分析实现一个带有分离的输入多路复用器、信号调节放大器和ADC的相同的四通道设计的成本很有意义。四通道多路复用器所需的特性包括:低导通电阻、声明“芯片使能”信号之后的延迟时间为0.37s、误差为施加信号的0.01%时的稳定时间少于1.85s(图9)。

  用于信号调节的每个放大器都需要接受分别来自称重传感器和体温传感器、光学心率传感器以及麦克风的14.1mV、20mV和85mV左右的输入电压摆幅。对除音频之外的所有通道来说,800Hz是可接受的带宽。当然,音频通道要求带宽为4kHz。其它令人满意的技术规格还包括低输入偏置和噪声。

  时序要求决定了稳定时间,这是一个至关重要的考虑因素。(功率放大器数据表中的稳定时间是指输出端稳定在满量程的1/2 LSB内所用的时间。一个12位系统将要求稳定后误差在满量程为4096个刻度的半个刻度内,即0.01%。在采用正交SAR ADC的设计案例中,转换之后必需的等待时间(18.5s)决定了稳定时间。

  设计要求放大器的带宽大于800kHz,0.01%稳定时间小于1.85ms,失调电压低于0.5mV,输出摆幅小于10mV。(输出摆幅规格定义了放大器的输出与电源电压轨的接近程度。对于电源电压VDD等于5V,满量程输出等于4.096V放大器来说,4mV输出摆幅是必需的。)

  在培训示例中,需要认真选择放大器,使放大器的输出摆幅应尽可能接近电压轨。但是,这并非是最重要的考虑因素。应该首先排除没有合适带宽的放大器,然后再考虑输出摆幅。带宽和稳定时间是最重要的选择标准。

  ADC是最后要选择的器件。采用类似于选择内置四通道MUX的ADC的选择标准,可以找到合适的单通道SAR ADC。

  图10a至图10d说明了用于在本例四个模拟通道中进行信号调节的方法。在培训习题中,利用互联网上的千片定购价信息,对采用多路复用ADC和分离的ADC的设计分别所需的材料成本进行比较。它们的成本当然有所不同,但如果不考虑开发成本,采用这三种方法设计的材料成本大致相同(见表)。如果将开发成本考虑在内,则采用多通道ADC的方法比较有优势。

  在实际应用中,设计工程师必须考虑:采用模拟MUX还是采用数字MUX?MUX是分离的还是集成?由于ADC厂商已经简化了与ADC的接口,因此集成的模拟MUX将更容易使用。如果MUX未被集成到ADC中,那么设计工程师将面对端口和PCB布线等硬件设计问题。如果使用在目前的设计环境非常具有吸引力的数字MUX,则必须考虑ADC接口问题(I2C、SPI或并行接口),以及所选的DSP是否可以与其一起工作。

  如果MUX是分离的,则下一步要选择ADC,并定义时序、数字存储器需求和DSP端口。目前,大多数芯片供应商都提供在线设计帮助,因此确定哪些来自不同公司的免费设计工具是可用的也至关重要。同样重要的是必须确定能与ADC配合使用的DSP。然后考虑端口、存储器、处理速度,并再次确定必需的设计工具,再下一步是设计模拟信号路径和电压基准部分的电路。当然,这个过程是需要反复的。

  总之,最好首先设计ADC与DSP的接口,包括影响与ADC接口的DSP编程部分,这样你就可以毫不费劲地获得系统设计后续步骤的结果。然后,设计每个独立的模拟通道并验证其性能。最后,将系统中的所有通道整合在一起,并对性能进行调试和验证。

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